Odbiorniki na amatorskie pasma KF (1)

Kupujący nowoczesne transceivery na pasma amatorskie KF są na ogół przekonani, że kierują się w swoich wyborach przesłankami opartymi na racjonalnych podstawach. Moim zdaniem, w znakomitej większości przypadków, tak nie jest. Głównym czynnikiem skłaniającym do zakupu, jest skuteczne oddziaływanie reklamy, w ramach dobrze zorganizowanych kampanii marketingowych "kształtowania potrzeb potencjalnych klientów". Sami zainteresowani są przedmiotem umiejętnej manipulacji i (na ogół) nie zdają sobie z tego sprawy. Wrócę do tego obszerniej przy końcu tego artykułu.

Będąc radioamatorem i krótkofalowcem już prawie pół wieku, miałem okazję śledzić najróżniejsze rozwiązania układowe odbiorników na amatorskie pasma KF, poczynając od odbiorników z dodatnim sprzężeniem zwrotnym (z tzw. "reakcją") w układzie 0-V-1 czy 1-V-1 (były jeszcze w użyciu tuż po II wojnie światowej), poprzez superheterodyny, z coraz większą liczbą przemian częstotliwości, pierwsze zestawy odbiorczo-nadawcze, zwane z angielska transceiverami aż po oferowane pod koniec XX wieku uniwersalne, wielopasmowe "kombajny", wykorzystujące cyfrową obróbkę sygnału w torach częstotliwości pośredniej.
W miarę upływu czasu zmieniały się rozwiązania układu odbiornika. Pod koniec wieku XX urządzenia typu transceiver zaczęto wyposażać w coraz większą liczbę usprawnień operatorskich, gadżetów, kusząc potencjalnych klientów coraz większą liczbą udogodnień operatorskich. Zachęcano ich jednocześnie do rezygnowania ze starego urządzenia i kupna nowocześniejszego (niekoniecznie lepszego, jeśli chodzi o istotne parametry). Podchodząc chłodno i bez emocji wywołanych umiejętną reklamą, należy zdawać sobie sprawę, iż każde nowe urządzenie nie jest końcowym efektem starań producenta, "starającego się spełnić marzenia klientów o idealnym odbiorniku", lecz wprost przeciwnie: jest to tylko kolejna konstrukcja producenta, usiłującego trafić ze swoim nowym produktem w jak najszersze spektrum rynku, tak "aby wyjść na swoje", tzn. zarobić na sprzedaży danego produktu.
Istnieje więc niewątpliwy konflikt interesów pomiędzy kupującym a producentem sprzętu. Przy takiej różnicy interesów, nowy produkt jest już na starcie kompromisem pomiędzy tym, co można osiągnąć przy danym poziomie techniki i technologii (naiwne oczekiwania kupującego), a tym, co producentowi opłaca się produkować na rynek za konkurencyjną cenę (chłodna kalkulacja). Warunki w tej grze dyktuje wolny rynek (gdy nie ma monopolu albo zmowy i dyktatu kilku producentów). Na korzyść kupującego działają stały postęp technologiczny oraz konkurencja pomiędzy producentami z różnych krajów.
Obecnie rynek sprzętu dla krótkofalowców jest zdominowany przez trzech producentów japońskich. Oprócz producentów dążących do opanowania jak najszerszych połaci rynku (i z tego względu oferujących uniwersalne "kombajny") od pewnego czasu zauważa się poczynania mniejszych firm, starających się trafić ze swoimi produktami w specyficzne potrzeby pewnej grupy klientów. O ile ich produkty potrafią zaspokoić te oczekiwania, to dzięki wyrobionej marce w tym środowisku mogą liczyć nie tylko na zachowanie grona potencjalnych klientów, ale także na stopniową ekspansję.
Uniwersalne "kombajny" produkują trzej najwięksi producenci japońscy. Nastawienie na klienta o wyraźnie sprecyzowanych potrzebach przejawiają dwaj producenci amerykańscy.
Trochę historii
Po tym wstępie zajmijmy się niektórymi odbiornikami (także torami odbiorczymi transceiverów) ostatniego ćwierćwiecza. Rozpocznijmy od odbiorników lat 70. Odbiorniki owych lat były efektem kilkudziesięcioletniej ewolucji rozwiązań układowych. W ciągu tych kilkudziesięciu lat uzyskiwano stopniową poprawą niektórych istotnych parametrów odbiornika. Poprawa dotyczyła głównie:
- coraz lepszej stabilności częstotliwości,
- lepszej selektywności,
- stałego "kroku" strojenia (niezależnie od pasma amatorskiego),
- pracujących w coraz szerszym zakresie układów automatycznej regulacji wzmocnienia oraz
- wyposażenia odbiorników w sprawne i niskoszumne detektory dla emisji SSB oraz CW (tzw. product detector).
Można zadać przy okazji pytanie: a co z czułością? Okazało się, że kilkadziesiąt lat rozwoju radiotechniki niewiele tu wniosło. "Prymitywny" odbiornik reakcyjny w układzie 1-V-1 (jeśli tylko reakcja ustawiona była jako tzw. "miękka") w układzie z połowy ubiegłego wieku ma porównywalną czułość przy odbiorze emisji CW do odbiorników amatorskich z końca XX wieku. Na tym cząstkowym przykładzie (tylko czułości odbiornika) widać, że do agresywnych poczynań reklamy należy podchodzić krytycznie i z właściwym dystansem.
Jak na ironię, poprawa niektórych parametrów spowodowała jednocześnie, wskutek wprowadzenia nowych rozwiązań układowych, pogorszenie tak istotnej cechy odbiornika, jak jego zdolność do odbierania bardzo słabych sygnałów, w obecności sygnałów bardzo silnych, na częstotliwościach w pobliżu sygnału słabego. Ta degradacja zakresu dynamicznego odbiornika zbiegła się w czasie ze wzrostem liczby bardzo silnych sygnałów na pasmach amatorskich.
Tak więc, przy niewątpliwej poprawie niektórych parametrów odbiornika, powstały zupełnie nowe problemy do rozwiązania. Zmniejszenie zakresu dynamicznego ówczesnych odbiorników na amatorskie pasma KF było efektem przesterowania i utraty liniowości przez jeden lub więcej stopni odbiornika, co ujawniało się w obecności bardzo silnych sygnałów na jego wejściu. Rezultatem przesterowania przez co najmniej dwa silne sygnały jest powstanie wtórnych produktów intermodulacyjnych na wyjściu stopni przesterowanych. Gdy zachodzi przesterowanie jakiegoś stopnia w torze odbiornika, to, oprócz wzmocnionych sygnałów rzeczywiście doprowadzonych na wejście, pojawiają się na wyjściu tego stopnia sygnały dodatkowe, których na wejściu w ogóle nie było. Mogą to być sygnały intermodulacyjne trzeciego, piątego i wyższych rzędów. Dodatkowe sygnały intermodulacyjne mogą zakłócać zrozumienie informacji zawartej w słabym sygnale, który staramy się odebrać. Największy poziom mają i najbardziej przeszkadzają sygnały intermodulacyjne trzeciego rzędu. Dlatego dla nich ustala się standardy odporności odbiornika na silne sygnały.
Produkty intermodulacyjne najłatwiej można zauważyć przy emisji CW. Dla tej emisji cała moc sygnału skupiona jest na częstotliwościach nośnych sygnałów wywołujących intermodulację (dlatego efekt intermodulacji jest najwyraźniejszy dla emisji CW). Dwa sygnały CW, dostatecznie silne, aby przesterować odbiornik, spowodują powstanie produktów intermodulacyjnych w tych momentach, gdy na wejściu stopnia lub kilku stopni przesterowanych tymi sygnałami, będą obecne jednocześnie oba te sygnały. Sytuacje takie mają miejsce dosyć często podczas pracy ekspedycji DX-owych i podczas zawodów krótkofalarskich, gdy zajętość pasm amatorskich jest szczególnie duża. Uważny operator zauważy pojawianie się dziwnych sygnałów na częstotliwości stacji DX-owej, przypominających przypadkowe naciskanie klucza telegraficznego. Te dziwne sygnały nie kojarzą się w logiczny sposób ze znanym nam alfabetem Morse'a, lecz słyszane są jakby ktoś (nieznający alfabetu Morse'a) zupełnie przypadkowo naciskał na ręczny klucz telegraficzny i powodował zakłócenia na odsłuchiwanej częstotliwości (proszę nie mylić tego efektu ze zdarzającym się ostatnio złośliwym zakłócaniem sygnałów ekspedycji DX-owych). Są to te przypadkowe chwile podczas nadawania wielu silnych stacji jednocześnie, gdy od dwóch lub większej liczby wołających stacji pojawią się sygnały CW w tym samym momencie, zdolne do przesterowania odbiornika i powstania produktów intermodulacyjnych akurat na odsłuchiwanej częstotliwości DX-a.
Efekt ten występuje najwyraźniej dla emisji CW, bo nadawanie znaków alfabetu Morse'a odbywa się z pełną mocą. Intermodulacja występuje także przy emisji SSB, chociaż ze znacznie mniejszym natężeniem. Przyczyną są zmiany mocy wyjściowej podczas nadawania emisją SSB (moc sygnału SSB zmienia się w takt głośności mowy pomiędzy 0 a 100%) oraz rozłożenie energii sygnału SSB na pasmo o szerokości 1,8 do 3,4kHz (moc sygnału SSB rozkłada się w całym paśmie przepuszczania filtra SSB, natomiast dla emisji CW 100% mocy "kropek" i "kresek" alfabetu Morse'a skupione jest tylko na częstotliwości nośnej). Te dwa czynniki sprawiają, że intermodulacja jest o wiele bardziej dokuczliwa przy emisji CW aniżeli dla SSB. Produkty intermodulacyjne przy przesterowaniu odbiornika kilkoma sygnałami SSB będziemy słyszeć jako statystycznie rozłożone w czasie przyrosty dziwnego szumu (o zmiennej amplitudzie), zakłócającego odbiór słabej stacji, której zrozumienie może być utrudnione przez występowanie zakłóceń intermodulacyjnych.
Poprawa niektórych parametrów (wymienionych w pierwszym akapicie tej sekcji), okupiona pogorszeniem zakresu dynamicznego odbiorników lat 70., była rezultatem zastosowanych rozwiązań układowych superheterodyn z podwójną lub potrójną przemianą częstotliwości, budowanych w oparciu o dostępne wówczas komponenty i ówczesne rozwiązania podukładów odbiornika KF. W ówczesnych rozwiązaniach odbiorników, szerokość pasma pierwszej częstotliwości pośredniej mogła zawierać się od około 3kHz do aż 500kHz. Ponieważ główną selektywność odbiornika uzyskiwano dopiero w torze drugiej a często dopiero w torze trzeciej częstotliwości pośredniej, zatem pasmo przepuszczania w torze pierwszej częstotliwości pośredniej było na tyle szerokie, aby zmieściło się w tym paśmie wiele silnych sygnałów, zdolnych do przesterowania najwrażliwszych na przesterowanie stopni odbiornika i powstanie w nich wtórnych sygnałów intermodulacyjnych.
Powstawanie intermodulacji w odbiorniku zależy od wielkości wzmocnienia i rozłożenia wzmocnień w poszczególnych odcinkach toru odbiornika. Najbardziej podatne na intermodulację były odbiorniki z szerokim pasmem przepuszczania w torze pierwszej częstotliwości pośredniej i o dużym wzmocnieniu przed drugim mieszaczem. Na przeciwnym biegunie były odbiorniki wyposażone w filtry kwarcowe już w torze pierwszej częstotliwości pośredniej, przepuszczające pasmo rzędu tylko kilku kiloherców (np. Drake R-4C z filtrem 8kHz lub TS-830S z możliwością wyposażenia w przełączane filtry 2,4kHz dla SSB oraz 270Hz dla CW).

Odbiornik produkcji amerykańskiej firmy Drake R-4C
Przejdźmy od dywagacji o ogólnym charakterze do konkretów. Naszym przykładem niech będzie bardzo popularny (przed 25 laty) wśród DX-menów odbiornik amerykańskiej firmy Drake, model R-4C, z czterokwarcowym filtrem w torze pierwszej częstotliwości pośredniej o paśmie przepuszczania szerokości 8kHz (na poziomie -6dB). Dlaczego wybrałem ten odbiornik wyjaśni się w podsumowaniu tego artykułu. Schemat blokowy odbiornika R-4C pokazano na rysunku 1.
Przed 25 laty odbiornik R-4C był rozwiązaniem bliskim optymalnego dla ówczesnej zajętości pasm amatorskich. Obecnie tak szerokie pasmo przepuszczania (8kHz) w torze pierwszej częstotliwości pośredniej jest zdecydowanie zbyt szerokie. W paśmie o szerokości 8kHz mogą znaleźć się nie dwa silne (bo aby powstała intermodulacja muszą być co najmniej dwa silne sygnały), ale nawet znaczna liczba silnych sygnałów, zdolnych spowodować przesterowanie drugiego mieszacza i powstanie w nim produktów intermodulacyjnych. Przy okazji należy zauważyć, że wadą tą obarczone są wszystkie produkowane w ciągu ostatnich kilkunastu lat odbiorniki z ciągłym pokryciem częstotliwości od 0,1 do 30MHz, ponieważ wyposażane są z reguły w szeroki (aż kilkanaście kiloherców!) filtr w torze pierwszej częstotliwości pośredniej.
Wzmocnienie odbiornika R-4C od gniazda antenowego aż do wejścia na wąskopasmowy filtr kwarcowy w torze drugiej częstotliwości pośredniej wynosiło 50dB. Przy odbiorze bardzo słabego sygnału stacji DX-owej, np. o poziomie tylko S=1 w skali S-metra, musimy brać pod uwagę, iż kompresja sygnału o 1dB na wyjściu drugiego mieszacza w tym odbiorniku występowała już przy sygnale S=9+30dB. Na pasmach amatorskich KF bardzo często spotykane są sygnały przeszkadzające nawet z poziomem S=9+40dB na S-metrze odbiornika (czyli -33dBm, albo inaczej: 5mV na gnieździe antenowym 50 ohm). Gdyby tak silne sygnały występowały w paśmie przepuszczania szerokiego filtra (8kHz) w torze pierwszej częstotliwości pośredniej, to - aby nie powstała intermodulacja - powinny być wzmacniane liniowo (bo tylko przy liniowej pracy nie wystąpi intermodulacja) aż do poziomu +17dBm. Z kolei +17dBm odpowiada poziomowi 1,58V na 5W impedancji wejściowej filtra kwarcowego, co jest równoznaczne z poziomem aż kilkadziesiąt woltów na anodzie wzmacniacza częstotliwości pośredniej w torze drugiej częstotliwości pośredniej. Doprowadzenie tak silnego sygnału na wejście filtra kwarcowego groziłoby jego uszkodzeniem! Jest oczywiste, że tor odbiorczy w odbiorniku R-4C nie był w stanie wzmacniać liniowo tak silnych sygnałów. Zatem, jeśli na wejściu odbiornika będą sygnały, oceniane na S-metrze jako S=9+40dB, i na dodatek z niewielkim odstępem częstotliwości od kanału, na którym nasłuchujemy słabego DX-a, to przesterują one odbiornik i spowodują powstanie produktów intermodulacyjnych trzeciego rzędu o poziomie aż S=9 w skali S-metra! Tak silne sygnały intermodulacyjne - jeśli będą usytuowane względem częstotliwości słabego DX-a zgodnie z relacją 2F1-F2 lub 2F2-F1 - mogą kompletnie zakłócić odbiór stacji DX-owej słyszanej z poziomem tylko S=1.
Dlaczego konstruktorzy odbiorników KF nie dostrzegli na czas tego zagrożenia? Jak zawsze, gdy "powstaje nowe", negatywne efekty ujawniają się dopiero po pewnym czasie. Tak było i w tym przypadku. Jednym z powodów mogła być dopiero wprowadzana metoda oceny odporności odbiornika na obecność silnych sygnałów na wejściu odbiornika, polegająca na próbie dwutonowej z sygnałami nośnych oddalonych o 20kHz względem siebie.
Badając tą metodą odporność odbiornika na silne sygnały, podajemy dwa sygnały o częstotliwościach F1 oraz F2 (o tych samych amplitudach) jednocześnie na wejście odbiornika i zwiększamy ich poziomy (jednocześnie) aż podwoi się poziom szumu na wyjściu akustycznym odbiornika. Przyrosty szumu wystąpią na częstotliwościach powstawania sygnałów intermodulacyjnych trzeciego rzędu 2F1-F2 oraz 2F2-F1. Odstęp pomiędzy poziomem szumów własnych odbiornika a poziomem sygnałów testowych (wyrażony w decybelach), powodujących powstanie sygnałów intermodulacyjnych trzeciego rzędu o poziomie równym tłu szumów własnych odbiornika, nazywamy zakresem dynamicznym odbiornika. Im większy zakres dynamiczny odbiornika (wyrażony w decybelach, dB), tym lepiej nadaje się on do odbioru bardzo słabych sygnałów od stacji DX-owych w obecności bardzo silnych sygnałów lokalnych lub sygnałów z tego samego kontynentu.
Należy zdawać sobie sprawę, że próba dwutonowa z odstępem nośnych o 20kHz, daje poprawny pomiar zakresu dynamicznego tylko dla tych odbiorników, w których główna selektywność uzyskiwana jest w filtrach umieszczonych na końcu toru odbiorczego. W odbiornikach, w których tor pierwszej częstotliwości pośredniej wyposażony jest w filtr ustalający wstępnie selektywność odbiornika i w paśmie przepuszczania tego filtru w torze pierwszej częstotliwości pośredniej może zmieścić się tylko jeden z silnych sygnałów testowych a drugi jest poza pasmem przepuszczania filtra, rezultaty próby dwutonowej z odstępem nośnych o 20kHz są dalece niemiarodajne. Dla takich sytuacji pomiar daje rezultat zbyt "optymistyczny" a rzeczywista odporność odbiornika na silne sygnały w pobliżu częstotliwości słabego DX-a jest zdecydowanie gorsza aniżeli rezultat takiego pomiaru.
Dla odbiorników w takim układzie wskazane jest stosowanie odstępu nośnych w próbie dwutonowej rzędu tylko 2kHz. Wtedy oba silne sygnały testowe mogą zmieścić się w paśmie przepuszczania filtra SSB (lub filtra o szerszym paśmie przepuszczania). Tak mały odstęp sygnałów testowych jest adekwatny dla pracy w zawodach krótkofalarskich oraz podczas polowania na DX-y metodą pile-up, gdy należy liczyć się z obecnością bardzo silnych sygnałów i to w najbliższym sąsiedztwie częstotliwości, na której staramy się usłyszeć słabego DX-a.
Zakres dynamiczny odbiornika Drake R-4C, przy próbie dwutonowej z odstępem sygnałów 20kHz, wynosił 83dB. Natomiast podobna próba, ale z odstępem sygnałów testowych odległych względem siebie tylko o 2kHz i pomiarem wykonanym dla sytuacji, gdy oba silne sygnały testowe mieściły się w paśmie przepuszczania filtru 8kHz w torze pierwszej częstotliwości pośredniej, dała zakres dynamiczny odbiornika tylko 58dB. Pomiar odporności odbiornika na obecność bardzo silnych sygnałów na jego wejściu, wykonany w warunkach odpowiadających sytuacjom występującym realnie podczas pracy na pasmach amatorskich, dał rezultat aż o 25dB gorszy niż dla odstępu sygnałów testowych o 20kHz względem siebie! Na tym przykładzie widać, dlaczego producenci sprzętu optują za pomiarem przy odstępie co najmniej 20kHz. Bardziej optymistyczny rezultat pomiaru wpływa korzystnie na popularność danego modelu na rynku.
Dla wąskiego odstępu sygnałów testowych należy używać generatorów sygnałowych z bardzo niską zawartością szumów fazowych w sygnale (szumy fazowe generatorów szybko maleją w miarę oddalania się od częstotliwości nośnej). Wymaganie to jest szczególnie ważne, gdy badany odbiornik ma zakres dynamiczny rzędu aż 100dB. Użycie generatorów z dużymi szumami fazowymi spowoduje, że rezultaty pomiaru zakresu dynamicznego odbiornika będą maskowane przez zbyt duże szumy fazowe samych generatorów pomiarowych. Tylko generatory sygnałowe tak renomowanych firm jak Hewlett-Packard oraz Rohde i Schwarz (np. XUA) mają wystarczająco niską zawartość szumów fazowych w sygnale wyjściowym. Natomiast odbiorniki o mniejszych zakresach dynamicznych mogą być testowane tańszymi generatorami sygnałowymi innych producentów.
Próbę dwutonową z odstępem 2kHz stosowali krótkofalowcy - konstruktorzy od ponad 25 lat (dwa generatory kwarcowe i sumator). Dopiero pod koniec XX wieku firmy produkujące sprzęt dla krótkofalowców, pod wpływem narastającej krytyki użytkowników sprzętu, obok próby dwutonowej z odstępem 20kHz, zaczęły testować odbiorniki także przy odstępach nośnych testowych 5kHz.
Jak można zwiększyć zakres dynamiczny odbiornika?
To pytanie zadajemy sobie po stwierdzeniu, iż nie zadowala nas odporność posiadanego odbiornika na obecność silnych sygnałów na jego wejściu. Produkowane ostatnio transceivery na amatorskie pasma KF są wyposażane w skokowo regulowane tłumiki 10 do 20dB na wejściu części odbiorczej. Z tłumików korzystamy zazwyczaj na dolnych pasmach amatorskich, zależnie od aktualnie używanej anteny oraz zależnie od propagacji. Na dolnych pasmach amatorskich dysproporcja pomiędzy słabym sygnałami od stacji DX a bardzo silnymi sygnałami z Europy jest bowiem największa. Załączenie tłumika na wejściu toru odbiorczego zmniejsza intermodulację. Dla produktów intermodulacyjnych trzeciego rzędu (a te są najdokuczliwsze) obowiązuje następująca zasada: zmniejszenie poziomu sygnałów powodujących intermodulację F1 oraz F2 o 1dB spowoduje zmniejszenie poziomu produktów intermodulacyjnych 2F1-F2 oraz 2F2-F1 aż o 3dB. Poziom produktów intermodulacyjnych zmniejsza się więc trzy razy szybciej aniżeli spadek sygnału, który staramy się odebrać. Można więc, stosując odpowiednie tłumienie sygnałów na wejściu odbiornika, doprowadzić do sytuacji, gdy produkty intermodulacji zmniejszą się do tak niskiego poziomu, że przestaną być dokuczliwe, a sygnał od słabego DX-a będzie nadal zrozumiały.
Przez analogię do medycyny można powiedzieć, że tą metodą "zmniejszamy dokuczliwość objawów ale nie usuwamy przyczyny" (jaką jest niewłaściwa konstrukcja wejścia odbiorczego). Wyposażanie wszystkich obecnie produkowanych transceiverów w tłumiki na wejściu odbiorczym jest cichym przyznaniem się producentów do porażki: "potrafimy leczyć objawy, ale nie potrafiliśmy w tej konstrukcji usunąć przyczyn". Oczywiście, że producenci zachwalają obecność tłumików jako "zaletę" (dają możliwość uwolnienia się od intermodulacji), lecz nie zająkną się, iż oferowany produkt ma po prostu istotną wadę. Większość krótkofalowców przyjmuje bez zastanowienia wersję podawaną przez producentów. Po prostu, przez lata zdążyli przyzwyczaić się do tłumików na wejściu odbiorczym i uważają, że "tak ma być". Czy aby naprawdę?
Pozostaje pytanie: jak można usunąć przyczynę? W zasadzie są trzy sposoby.
- Jeśli drugi mieszacz ma zbyt niską odporność na silne sygnały, to należy go wymienić na inny układ mieszacza, bardziej odporny na obecność silnych sygnałów. Łatwo powiedzieć, trudniej wykonać! Jak wykazują doświadczenia tych, którzy starali się zaadaptować podwójnie zrównoważone mieszacze na diodach półprzewodnikowych, jest to "zadanie dla ambitnych", jeśli chce się uzyskać rzeczywistą poprawę odporności drugiego mieszacza na silne sygnały. Podwójnie zrównoważone mieszacze na diodach półprzewodnikowych wymagają wprost idealnego dopasowania do niskich impedancji od strony obu wejść oraz od strony wyjścia i nie tolerują żadnych reaktancji na tych przyłączach. W przypadku niedopasowania, są źródłem niezliczonej liczby produktów mieszania wyższych rzędów, co zamiast spodziewanej poprawy, może jeszcze bardziej pogorszyć pracę odbiornika. Ponadto, podwójnie zrównoważone mieszacze na diodach półprzewodnikowych wymagają bardzo dużych poziomów sygnału z oscylatora przemiany. Powyższe wymagania jest bardzo trudno zrealizować w praktyce.
- Innym podejściem jest zmiana rozkładu wzmocnień w torze odbiorczym: należy zmniejszyć wzmocnienie w tych stopniach odbiornika, które ulokowane są przed głównymi filtrami zapewniającymi niezbędną selektywność i zrekompensować ten ubytek wzmocnienia w stopniach znajdujących się już za układami zapewniającymi główną selektywność.
- Zainstalować w wejściowych stopniach toru pierwszej częstotliwości pośredniej dodatkowe filtry kwarcowe w celu poprawy selektywności już na samym wejściu toru wzmacniaczy pierwszej częstotliwości pośredniej.
W zmodernizowanym odbiorniku
R-4C zastosowano kombinację łatwiejszych w realizacji metod drugiej oraz trzeciej (patrz rysunek 1). Zmiany rozkładu wzmocnień w torach częstotliwości pośrednich dokonano poprzez redukcję wzmocnienia o 20dB przed drugim mieszaczem (stłumiono opornikiem wyjście wzmacniacza pierwszej częstotliwości pośredniej) oraz zwiększenie wzmocnienia o 20dB w torze drugiej częstotliwości pośredniej (dodatkowy wzmacniacz), ale już za filtrem kwarcowym, który ustala główną selektywność odbiornika. Elementy torów pośredniej częstotliwości, w których dokonano powyższych modyfikacji pokazano (w obrysie linią przerywaną) na schemacie blokowym na rysunku 1.
Zwiększenie wzmocnienia w torze drugiej częstotliwości pośredniej za filtrem kwarcowym, ustalającym główną selektywność odbiornika dla danej emisji, uzyskano dobudowując dobrze ekranowany wzmacniacz w układzie kaskody na dwóch tranzystorach J-FET. Dodatkowy wzmacniacz ma na wejściu i na wyjściu niską impedancję 50W. Aby uzyskać dopasowanie do impedancji tranzystorów J-FET, na wejściu i na wyjściu nowego wzmacniacza zastosowano rezonansowe transformatory impedancji. Schemat wzmacniacza dodatkowego pokazano na rysunku 3, a miejsce włączenia tego wzmacniacza w torze drugiej częstotliwości pośredniej pokazano na schemacie blokowym na rysunku 1 (tuż przed trzecim mieszaczem).
Dodatkowy wzmacniacz jest połączony z torem drugiej częstotliwości pośredniej dwoma cienkimi kablami koncentrycznymi typu RG-174/U. Niezależnie od tego, gdzie i jak będzie umieszczony dodatkowy wzmacniacz, powinien być on bardzo starannie ekranowany (w metalowej obudowie). Użycie rdzeni toroidalnych na rezonansowe transformatory impedancji (i jednocześnie obwody rezonansowe) na wejściu i na wyjściu dodatkowego wzmacniacza zapewni dobrą separację wejścia wzmacniacza od jego wyjścia, co poprawi stabilność pracy dodatkowego wzmacniacza. Oba transformatory impedancji strojone są do rezonansu na największy poziom sygnału. O ile strojenie filtra na wyjściu dodatkowego wzmacniacza nie jest krytyczne, to strojenie filtra na wejściu wzmacniacza należy wykonywać na najlepszy stosunek sygnał / szum dla filtra kwarcowego o najwęższym paśmie przepuszczania w torze drugiej częstotliwości pośredniej. W dodatkowym wzmacniaczu zastosowano tranzystory 2N5950 oraz 2N5953.
Najłatwiejszym sposobem zmniejszenia wzmocnienia w torze pierwszej częstotliwości pośredniej jest stłumienie wyjścia tego wzmacniacza przez obciążenie go miniaturowym potencjometrem 5000W. Potencjometr podłączono pomiędzy masę a wyjście ogranicznika zakłóceń. Potencjometr tłumiący należy ustawić w takim położeniu, aby sygnał mierzony S-metrem, zmniejszył się o 20dB. Następnie należy tak ustawić potencjometr ustalający poziom na wyjściu dodatkowego wzmacniacza, aby "odzyskać" owe 20dB, "zdjęte" w torze pierwszej częstotliwości pośredniej. Po każdej regulacji wzmocnienia w dodatkowym wzmacniaczu w torze drugiej częstotliwości pośredniej należy podstroić na maksimum sygnału jego obwody wejściowy i wyjściowy.
Należy zdawać sobie sprawę, że ogranicznik zakłóceń impulsowych w torze pierwszej częstotliwości pośredniej może być tym miejscem toru odbiorczego, w którym powstawać mogą zniekształcenia nieliniowe i to o znacznym poziomie. Wynika to z natury pracy układu ogranicznika zakłóceń impulsowych, nietolerującego sygnałów o znacznych poziomach. W tych odbiornikach Drake R-4C, które zostały doposażone w ograniczniki zakłóceń impulsowych (oraz w innych odbiornikach posiadających ogranicznik zakłóceń jako standardowe wyposażenie), podany powyżej prosty sposób zmniejszenia wzmocnienia w obrębie toru pierwszej częstotliwości pośredniej nie może być zastosowany. Osłabienia sygnału doprowadzanego na ogranicznik zakłóceń aż o 20dB uniemożliwiłoby prawidłową pracę ogranicznika zakłóceń. Aby ogranicznik zakłóceń impulsowych nadal pracował prawidłowo, możemy osłabić sygnał podawany na jego wejście nie bardziej niż o 12dB.
Należy unikać zbyt dużego wzmocnienia w dodatkowym wzmacniaczu w torze drugiej częstotliwości pośredniej. Przenikanie sygnału oscylatora do toru częstotliwości pośredniej może spowodować pogorszenie pracy odbiornika. Może też zdarzyć się, iż dodatkowy wzmacniacz będzie wpadać w oscylacje podczas przełączania filtrów kwarcowych dla poszczególnych emisji (gdy ślizgacz przełącznika będzie "w powietrzu" pomiędzy poszczególnymi pozycjami, tj. bez obciążenia wyjścia dodatkowego wzmacniacza przez filtr kwarcowy). W takim przypadku należy zmienić biegunowość jednego z uzwojeń rezonansowego transformatora impedancji (końcówkę uzwojenia, która była połączona na "masę" należy przylutować jako koniec "gorący" i odwrotnie).
Po wprowadzeniu redystrybucji wzmocnienia zaobserwowano znaczącą poprawę odporności zmodernizowanego odbiornika R-4C na obecność bardzo silnych sygnałów. Dotyczyło to zarówno emisji CW, jak i SSB. Ponieważ (sumarycznie) nie dokonano zmiany wzmocnienia, więc zmodernizowany w ten sposób odbiornik zachował swoją poprzednią czułość. W próbie dwutonowej, na zawartość produktów intermodulacyjnych, wykonanej przy odstępie sygnałów testowych tylko 2kHz, zakres dynamiczny tak zmodernizowanego odbiornika Drake R-4C wzrósł z 58dB do 70dB.
Jeśli modernizacje dotyczą zmiany rozkładu wzmocnień w poszczególnych fragmentach toru odbiorczego, to należy kierować się naczelną zasadą, że po modernizacji odbiornik - na drodze pomiędzy gniazdem antenowym a wyjściem na słuchawki - powinien zachować swój początkowy współczynnik wzmocnienia. Do sprawdzania wzmocnienia nadaje się sygnał z wewnętrznego kalibratora częstotliwości. Sprawdzanie powinno odbywać się na tym paśmie amatorskim, które jest najważniejsze dla danego użytkownika. W przypadku tej modernizacji dotyczyło to pasma 7MHz. Dla odbiornika R-4C (przed przystąpieniem do modernizacji) wskazania sygnału z kalibratora częstotliwości wynosiły S=9+15 do 20dB.
Przykładając na wejście antenowe odbiornika dwa sygnały z poziomami po S=9+40dB z dwóch generatorów sygnałowych (z użyciem układu sumacyjnego) o częstotliwościach odległych o kilka kHz, możemy oszacować odporność odbiornika na bardzo silne sygnały oraz ocenić w przybliżeniu jego zakres dynamiczny. Modernizowany odbiornik przed wykonaniem ww. modernizacji wykazywał poziomy dwóch produktów intermodulacyjnych trzeciego rzędu aż S=9. Po wykonaniu opisanej wyżej modernizacji produkty intermodulacyjne zmniejszyły się do poziomu S=3. W tym miejscu uwaga. Taką szacunkową ocenę, z użyciem
S-metra jako "miernika", można wykonać w odbiorniku Drake R-4C lub w transceiverze Kenwood TS-830S, w których układy S-metra działają prawidłowo. Dokładność układów S-metra w znakomitej większości innych transceiverów pozostawia wiele do życzenia i ich wskazań nie należy przyjmować bezkrytycznie.

Tadeusz Raczek SP7HT sp7ht@wp.pl        

Pełny tekst artykułu na stronach magazynu